提出一種應(yīng)用于10位逐次逼近型模數(shù)轉(zhuǎn)換器（SAR ADC）的高精度比較器，具有精度高、功耗低的特點(diǎn)。該比較器采用差分結(jié)構(gòu)的前置放大電路，提高輸入信號(hào)的精度，其自身隔離效果減小了鎖存器的回踢噪聲和失調(diào)電壓。動(dòng)態(tài)鎖存電路采用兩級(jí)正反饋，有效提高比較器的響應(yīng)速度。

輸出緩沖級(jí)電路增強(qiáng)輸出級(jí)的驅(qū)動(dòng)能力，調(diào)整輸出波形。該比較器電路采用SMIC 65 nm CMOS工藝技術(shù)實(shí)現(xiàn)，使用Cadence公司Spectre系列軟件對(duì)進(jìn)行仿真，設(shè)置工作電壓2.5 V，采樣頻率2 MHz，仿真結(jié)果表明，比較器的分辨率是0.542 5 mV，精度達(dá)到11位，失調(diào)電壓為1.405 μV，靜態(tài)功耗為63 μW，已成功應(yīng)用于10位SAR ADC。    

0引言 隨著集成電路的發(fā)展，數(shù)字通信得到了廣泛應(yīng)用，模數(shù)轉(zhuǎn)換器（AnalogtoDigital Converter, ADC）作為實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換的關(guān)鍵器件，得到了快速發(fā)展。在諸多不同結(jié)構(gòu)的ADC類(lèi)型中，逐次逼近型ADC（Successive Approximation AnalogtoDigital Converter, SAR ADC）具有面積小、功耗低、精度相對(duì)較高、輸出數(shù)據(jù)無(wú)延遲的特點(diǎn)，廣泛應(yīng)用在消費(fèi)電子、醫(yī)療設(shè)備、工業(yè)控制等諸多領(lǐng)域。而高精度比較器作為高性能SAR ADC的核心器件，其精度對(duì)ADC的性能起著至關(guān)重要的作用。因此，要實(shí)現(xiàn)高性能ADC，比較器的精度是關(guān)鍵。   

 當(dāng)前對(duì)比較器的研究主要包括多級(jí)開(kāi)環(huán)比較器、開(kāi)關(guān)電容比較器、動(dòng)態(tài)鎖存再生比較器等。多級(jí)開(kāi)環(huán)比較器具有較高的速度和精度，但是由于受到多級(jí)放大器的帶寬限制，速度難以提升；開(kāi)關(guān)電容比較器可以采用失調(diào)消除技術(shù)消除失調(diào)電壓，提高精度，但是存在較為嚴(yán)重的電荷注入和時(shí)鐘饋通效應(yīng)，增加了設(shè)計(jì)難度；動(dòng)態(tài)鎖存比較器的響應(yīng)速度快，但是回踢噪聲和失調(diào)電壓都比較大，不適用于高精度系統(tǒng)。因此，本文提出一種應(yīng)用于10位SAR ADC的高精度比較器，采用前置差分預(yù)放大電路、兩級(jí)正反饋Latch鎖存判斷電路和輸出緩沖電路的結(jié)構(gòu)，工作在2 MHz時(shí)鐘頻率下，失調(diào)電壓低、回踢噪聲小，精度達(dá)到11位，具有高精度、低功耗的特點(diǎn)，可以實(shí)現(xiàn)10位高性能SAR ADC的模數(shù)轉(zhuǎn)換。  

1比較器結(jié)構(gòu)的選取 比較器主要分為放大器結(jié)構(gòu)的靜態(tài)比較器和通過(guò)時(shí)鐘觸發(fā)工作的動(dòng)態(tài)比較器。前者主要用于傳統(tǒng)的連續(xù)時(shí)間電路，而后者廣泛應(yīng)用于開(kāi)關(guān)電容電路。忽略漏電流的因素，動(dòng)態(tài)比較器由于速度快、靜態(tài)功耗幾乎為零，多用于ADC系統(tǒng)中。然而，動(dòng)態(tài)比較器由于較大的失調(diào)電壓和回踢噪聲，限制了分辨率的提高。   Latch鎖存器作為動(dòng)態(tài)比較器中的重要組成部分，溝道長(zhǎng)度越短，輸入信號(hào)越大，鎖存器響應(yīng)越快。因此，為了提高響應(yīng)速度，在鎖存器前，前置一級(jí)差分放大電路，預(yù)先放大待比較信號(hào)，能夠提高Latch的響應(yīng)速度。

同時(shí)，差分結(jié)構(gòu)可以去除誤差信號(hào)成分，有效減少由直流失調(diào)電壓、開(kāi)關(guān)的時(shí)鐘饋通效應(yīng)、電荷注入效應(yīng)而引起的誤差。由于預(yù)放大電路內(nèi)部和輸出端加載隔離電路，使得其輸出信號(hào)多次衰減后到達(dá)信號(hào)的輸入端，能夠有效減小回踢噪聲對(duì)預(yù)放大電路輸入端信號(hào)的影響。預(yù)放大鎖存器的失調(diào)電壓與正反饋鎖存器相比較，有實(shí)質(zhì)性降低。正反饋鎖存器的失調(diào)電壓通過(guò)預(yù)放大級(jí)，對(duì)輸入管的貢獻(xiàn)大幅度下降。因此，預(yù)放大鎖存器的失調(diào)電壓主要取決于預(yù)放大電路的失調(diào)。   一般傳統(tǒng)的放大器的單位增益帶寬為常數(shù)。

為了滿(mǎn)足高精度的要求，前置預(yù)放大器的設(shè)計(jì)原則是高增益小帶寬，然而過(guò)高的精度會(huì)降低比較器的速度。因此，要為前置預(yù)放大電路選取合適的增益。   綜上所述，如圖1所示，Vip和Vin分別是差分對(duì)的兩個(gè)輸入信號(hào)，采用前置差分預(yù)放大電路作為比較器信號(hào)輸入端，兼顧精度和速度的要求，其隔離電路減小了Latch正反饋產(chǎn)生的回踢噪聲以及失調(diào)電壓；Δu1和Δu2作為鎖存電路的輸入，Latch鎖存電路采用二級(jí)正反饋來(lái)提高比較器的響應(yīng)速度，小尺寸的MOS管可以減小傳輸延時(shí)；鎖存器輸出的高低電平VA和VB輸入給緩沖級(jí)，輸出級(jí)采用反相器級(jí)聯(lián)，調(diào)整波形，減小延時(shí)，增加驅(qū)動(dòng)能力，最終輸出Vout1和Vout2兩個(gè)高低電平。

2比較器具體電路設(shè)計(jì)2.1前置差分預(yù)放大電路 比較器的第一級(jí)采用的是前置差分預(yù)放大電路，如圖2所示。NMOS管M1和M2分別作為差分放大器的信號(hào)輸入端，Vip和Vin是兩個(gè)待比較的輸入信號(hào)。晶體管M15、M17和M21具有復(fù)位功能，當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)為低電平時(shí)，將當(dāng)前輸出清為零。PMOS管M16和M18充當(dāng)濾波電容，提高預(yù)放大電路的精度。尾電流由開(kāi)關(guān)信號(hào)控制，當(dāng)開(kāi)關(guān)信號(hào)為低電平時(shí)，尾電流被關(guān)閉，比較器處于低功耗模式。

 預(yù)放大器電路通過(guò)放大兩個(gè)差分輸入信號(hào)Vip和Vin，從而提高比較器的精度，降低比較器的設(shè)計(jì)難度。PMOS管M5和M6組成PMOS鎖存電路。這是因?yàn)楸容^器需要具有鎖存功能的放大電路。當(dāng)信號(hào)輸入，經(jīng)過(guò)前置差分放大器的放大后，輸入信號(hào)被鎖存，并成為輸出結(jié)果。此時(shí)，下一級(jí)的鎖存電路不工作。

在時(shí)鐘信號(hào)的作用下，前置差分放大器停止工作，下一級(jí)的鎖存電路在接收到上一級(jí)放大電路的輸出結(jié)果后開(kāi)始工作，并最終輸出結(jié)果。   該前置放大電路有兩條反饋路徑。第一條反饋路徑是晶體管M1和M2形成的電流負(fù)反饋。第二條反饋是晶體管M5、M6的柵漏極連接的電壓正反饋。當(dāng)正反饋系數(shù)小于負(fù)反饋系數(shù)時(shí)，整個(gè)電路將呈現(xiàn)負(fù)反饋，同時(shí)也失去了遲滯效應(yīng)（如果實(shí)現(xiàn)反饋補(bǔ)償，則成為傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器）。

否則，整個(gè)電路會(huì)呈現(xiàn)正反饋，產(chǎn)生遲滯效應(yīng)，能夠有效地過(guò)濾掉輸入噪聲。這時(shí)：   如果&beta;5/&beta;3<1，則傳輸函數(shù)中沒(méi)有延時(shí)；   如果&beta;5/&beta;3>1，則遲滯出現(xiàn)。   

 其中，&beta;=(W/L)&middot;K_(n&middot;p)。   通過(guò)設(shè)置M3的寬長(zhǎng)比大于M5，將該結(jié)構(gòu)作為比較器的輸入級(jí)，起放大作用，而非遲滯作用。   為了減少比較器設(shè)計(jì)的難度，在預(yù)放大級(jí)必須有一個(gè)大的增益。但是寬的帶寬和大的增益是矛盾的，它們之間必須有一個(gè)折衷。   前置放大器級(jí)的增益可以表示為：   A=-gmM1R=-gmM1(gmM3-gmM5)（1）   單位增益帶寬表示為：   GBW=gmM1/C（2）   gmM1，gmM3，gmM5分別是晶體管M1、M3和M5的跨導(dǎo)，C是前置差分放大電路的等效輸出電容。由方程（1）、（2）可知，通過(guò)調(diào)整M1和M2的器件尺寸，可以使前置放大器獲得適當(dāng)?shù)脑鲆婧蛶挕?  2.2兩級(jí)正反饋鎖存電路     

 比較器的第二級(jí)采用的是兩級(jí)正反饋Latch鎖存電路，如圖3所示。PMOS管M26和M27構(gòu)成PMOS鎖存器，NMOS管M24和M25構(gòu)成NMOS鎖存器。兩級(jí)鎖存加速了正反饋?lái)憫?yīng)，使得輸入信號(hào)&Delta;u1和&Delta;u2快速進(jìn)行比較，形成高、低水平輸出。   鎖存階段有兩種工作模式，分別是復(fù)位和再生。

在復(fù)位模式，尾電流源M32關(guān)閉以降低功耗，此時(shí)開(kāi)關(guān)M30和M31導(dǎo)通，使鎖存器輸出VA、VB兩個(gè)高電平。開(kāi)關(guān)M28和M29導(dǎo)通，使上一次輸出迅速?gòu)?fù)位，準(zhǔn)備接下來(lái)的比較。在再生模式，開(kāi)關(guān)M30、M31、M28和M29都截止。M26和M27的漏極電壓拉至電源電壓AVDD，加大鎖存器中的電流差，并且提高增益。通過(guò)兩個(gè)正反饋回路，輸入的電壓差&Delta;u1和&Delta;u2進(jìn)行迅速比較，比較結(jié)果保持在鎖存器中，直到重新開(kāi)始復(fù)位模式。   

 在這個(gè)設(shè)計(jì)中，兩個(gè)正反饋回路的結(jié)構(gòu)，使鎖存階段有較大的增益、更快的再生和復(fù)位速度。鎖存器的常數(shù)時(shí)間主要取決于通道長(zhǎng)度。因此，采用了兩對(duì)小尺寸的交叉耦合晶體管。通過(guò)調(diào)整輸入對(duì)管的寬度，以確保載流子的流動(dòng)性。增加晶體管M22、M23的寬長(zhǎng)比，這樣在再生模式，就會(huì)有足夠的電流來(lái)驅(qū)動(dòng)鎖存器迅速建立，減少響應(yīng)時(shí)間。   2.3輸出緩沖級(jí)電路

 圖4輸出緩沖級(jí)電路比較器的第三級(jí)是輸出緩沖級(jí)電路，如圖4所示。輸出緩沖級(jí)電路將鎖存器輸出的高低電平轉(zhuǎn)換成邏輯電平，用于匹配數(shù)字電路。輸出緩沖級(jí)由兩級(jí)反相器組成。由于前一級(jí)輸出電平未達(dá)到標(biāo)準(zhǔn)電平或波形不理想，兩個(gè)反相器級(jí)聯(lián)可以用于波形整形。同時(shí)增加了驅(qū)動(dòng)能力，并降低了傳輸延遲。  

3電路仿真與分析 在SMIC 65 nm CMOS工藝下，設(shè)置電源電壓為2.5 V，采樣率為2 MHz，使用Cadence公司Spectre系列軟件對(duì)設(shè)計(jì)的電路進(jìn)行仿真。   3.1前置差分預(yù)放大電路仿真 

 圖5是前置差分放大器的頻率特性曲線。設(shè)置共模電平為1.25 V，輸入差分信號(hào)分別為0.5 V和 -0.5 V。仿真結(jié)果表明，前置放大器的電壓增益為19.55 dB，-3 dB帶寬約738.9 MHz。                                          

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